Nuværende spejl - Current mirror

Et aktuelt spejl er et kredsløb designet til at kopiere en strøm gennem en aktiv enhed ved at styre strømmen i en anden aktiv enhed i et kredsløb og holde udgangsstrømmen konstant uanset belastning. Strømmen, der "kopieres", kan være og undertiden være en varierende signalstrøm. Konceptuelt er et ideelt strømspejl simpelthen en ideel inverterende strømforstærker, der også vender strømretningen. Eller det kan bestå af en strømstyret strømkilde (CCCS) . Det aktuelle spejl bruges til at give forspændingsstrømme og aktive belastninger til kredsløb. Det kan også bruges til at modellere en mere realistisk strømkilde (da ideelle nuværende kilder ikke findes).

Den kredsløbstopologi, der er dækket her, er en, der vises i mange monolitiske IC'er. Det er et Widlar-spejl uden en emitter-degenerationsmodstand i følgertransistoren (output). Denne topologi kan kun udføres i en IC, da matchningen skal være ekstremt tæt og ikke kan opnås med diskretioner.

En anden topologi er Wilson nuværende spejl . Wilson spejlet løser spændingsproblemet med tidlig effekt i dette design.

Spejlegenskaber

Der er tre hovedspecifikationer, der karakteriserer et aktuelt spejl. Den første er overførselsforholdet (i tilfælde af en strømforstærker) eller udgangsstrømstørrelsen (i tilfælde af en konstant strømkilde CCS). Den anden er dens AC-udgangsmodstand, som bestemmer, hvor meget udgangsstrømmen varierer med den spænding, der påføres spejlet. Den tredje specifikation er det mindste spændingsfald over spejlens outputdel, der er nødvendigt for at få det til at fungere korrekt. Denne mindste spænding dikteres af behovet for at holde spejlets udgangstransistor i aktiv tilstand. Spændingsområdet, hvor spejlet fungerer, kaldes complianceområdet, og spændingen, der markerer grænsen mellem god og dårlig opførsel, kaldes compliance-spændingen . Der er også en række sekundære ydelsesproblemer med spejle, for eksempel temperaturstabilitet.

Praktiske tilnærmelser

Til analyse af små signaler kan det aktuelle spejl tilnærmes med dets ækvivalente Norton-impedans .

I stor-signal håndanalyse tilnærmes et nuværende spejl normalt og simpelt med en ideel strømkilde. Imidlertid er en ideel strømkilde urealistisk i flere henseender:

• den har uendelig AC-impedans, mens et praktisk spejl har endelig impedans
• det giver den samme strøm uanset spænding, dvs. der er ingen krav til overholdelsesområde
• den har ingen frekvensbegrænsninger, mens et ægte spejl har begrænsninger på grund af transistorenes parasitære kapaciteter
• den ideelle kilde har ingen følsomhed over for virkelige virkninger som støj, spændingsvariationer i strømforsyning og komponenttolerancer.

Circuit realiseringer af aktuelle spejle

Grundlæggende idé

En bipolar transistor kan bruges som den enkleste strøm-til-strøm-konverter, men dens overførselsforhold vil meget afhænge af temperaturvariationer, β-tolerancer osv. For at eliminere disse uønskede forstyrrelser består et strømspejl af to kaskadestrøm -til-spænding og spænding-til-strøm- omformere placeret under de samme betingelser og med omvendte egenskaber. Det er ikke obligatorisk for dem at være lineære; det eneste krav er, at deres egenskaber skal være spejllignende (for eksempel i BJT nuværende spejl nedenfor er de logaritmiske og eksponentielle). Normalt anvendes to identiske konvertere, men karakteristikken for den første vendes ved at anvende en negativ feedback. Således består et aktuelt spejl af to kaskadeformede lige konvertere (den første - omvendt og den anden - direkte).

Figur 1: Et aktuelt spejl implementeret med npn bipolære transistorer ved hjælp af en modstand til at indstille referencestrømmen I _REF ; V _CC = forsyningsspænding

Grundlæggende BJT nuværende spejl

Hvis der tilføres en spænding til BJT base-emitterkryds som en inputmængde, og kollektorstrømmen tages som en outputmængde, fungerer transistoren som en eksponentiel spænding-til-strøm-konverter . Ved at anvende en negativ feedback (blot at forbinde basen og samleren) kan transistoren "vendes", og den begynder at fungere som den modsatte logaritmiske strøm-til-spændingsomformer ; nu vil den justere "output" base-emitter spændingen for at passere den anvendte "input" kollektorstrøm.

Det enkleste bipolære strømspejl (vist i figur 1) implementerer denne idé. Den består af to kaskadede transistortrin, der fungerer i overensstemmelse hermed som en omvendt og direkte spænding-til-strøm-konverter. Emitteren i transistoren Q ₁ er forbundet til jord. Dens kollektorspænding er nul som vist. Følgelig spændingsfaldet over Q ₁ er V _BE , det er, er denne spænding indstillet af dioden lov og Q ₁ siges at være diode tilsluttet . (Se også Ebers-Moll-modellen .) Det er vigtigt at have Q ₁ i kredsløbet i stedet for en simpel diode, fordi Q ₁ indstiller V _BE for transistoren Q ₂ . Hvis Q ₁ og Q ₂ matches, dvs. stort set have samme enhedens egenskaber, og hvis spejlet udgangsspændingen er valgt således kollektor-basisspændingen på Q ₂ er også nul, så den V _BE -værdien sæt af Q ₁ resulterer i en emitterstrøm i den matchede Q ₂ , der er den samme som emitterstrømmen i Q ₁ . Da Q ₁ og Q ₂ matches, er deres β _0- værdier også enige, hvilket gør spejludgangsstrømmen den samme som kollektorstrømmen for Q ₁ .

Strømmen leveret af spejlet til vilkårlig kollektor-base omvendt bias, V _CB , af udgangstransistoren er givet af:

${\ displaystyle I _ {\ text {C}} = I _ {\ text {S}} \ left (e ^ {\ frac {V _ {\ text {BE}}} {V _ {\ text {T}}}} - 1 \ højre) \ venstre (1 + {\ frac {V _ {\ tekst {CE}}} {V _ {\ tekst {A}}}} \ højre),}$

hvor I _S er omvendt mætningsstrøm eller skalestrøm; V _T , den termiske spænding ; og V _A , den tidlige spænding . Denne strøm er relateret til referencestrømmen I _ref, når udgangstransistoren V _CB = 0 V ved:

${\ displaystyle I _ {\ text {ref}} = I_ {C} \ venstre (1 + {\ frac {2} {\ beta _ {0}}} \ højre),}$

som fundet ved hjælp af Kirchhoffs nuværende lov ved samlerknudepunktet i Q ₁ :

${\ displaystyle I _ {\ text {ref}} = I_ {C} + I_ {B1} + I_ {B2} \.}$

Referencestrømmen forsyninger kollektorstrømmen til Q ₁ og de basiske strømme til begge transistorer - når begge transistorer har nul basis-kollektor forspænding, de to base strømninger er ens, I _B1 = I _B2 = I _B .

${\ displaystyle I _ {\ text {ref}} = I_ {C} + I_ {B} + I_ {B} = I_ {C} + 2I_ {B} = I_ {C} \ venstre (1 + {\ frac { 2} {\ beta _ {0}}} \ højre),}$

Parameter β ₀ er transistoren β-værdi for V _CB = 0 V.

Outputmodstand

Hvis V _BC er større end nul i udgangstransistor Q ₂ , kollektorstrømmen i Q ₂ vil være noget større end for Q ₁ på grund af den tidlige virkning . Med andre ord har spejlet en endelig udgangs (eller Norton) modstand givet af r _o af udgangstransistoren, nemlig:

${\ displaystyle R_ {N} = r_ {o} = {\ frac {V_ {A} + V_ {CE}} {I_ {C}}} \,}$

hvor V _A er den tidlige spænding; og V _CE , udgangstransistorens kollektor-til-emitter-spænding.

Overholdelsesspænding

For at holde udgangstransistoren aktiv, V _CB ≥ 0 V. Det betyder, at den laveste udgangsspænding, der resulterer i korrekt spejladfærd, overholdelsesspændingen, er V _OUT = V _CV = V _BE under forspændte forhold med udgangstransistoren ved udgangsstrømmen niveau I _C og med V _CB = 0 V eller, omvendt IV- forholdet ovenfor:

${\ displaystyle V_ {CV} = V_ {T} \ ln \ left ({\ frac {I_ {C}} {I_ {S}}} + 1 \ right),}$

hvor V _T er den termiske spænding ; og I _S , omvendt mætningsstrøm eller skalestrøm.

Udvidelser og komplikationer

Når Q ₂ har V _CB > 0 V, matches ikke transistorer længere. Især adskiller deres β-værdier sig på grund af den tidlige effekt med

${\ displaystyle {\ begin {align} \ beta _ {1} & = \ beta _ {0} \\\ beta _ {2} & = \ beta _ {0} \ left (1 + {\ frac {V_ { CB}} {V_ {A}}} \ højre), \ slut {justeret}}}$

hvor V _A er tidlig spænding og β ₀ er transistoren β for V _CB = 0 V. Udover forskellen skyldes for tidlig virkning, vil transistoren p-værdier er forskellige, fordi de β ₀ -værdierne afhænger strøm, og de to transistorer bærer nu forskellige strømme (se Gummel-Poon-modellen ).

Endvidere Q ₂ kan få væsentligt varmere end Q ₁ på grund af den tilhørende højere effekttab. For at opretholde matching skal temperaturen på transistorer være næsten den samme. I integrerede kredsløb og transistorarrays, hvor begge transistorer er på samme matrice, er dette let at opnå. Men hvis de to transistorer er vidt adskilt, komprimeres det aktuelle spejls præcision.

Yderligere matchede transistorer kan forbindes til den samme base og vil levere den samme kollektorstrøm. Med andre ord kan den højre halvdel af kredsløbet duplikeres flere gange med forskellige modstand værdier erstatter R ₂ på hver. Bemærk dog, at hver ekstra højre halvtransistor "stjæler" en smule kollektorstrøm fra Q _{1 på} grund af de ikke-nul basestrømme for højre halvtransistorer. Dette vil resultere i en lille reduktion i den programmerede strøm.

Se også et eksempel på et spejl med emitterdegeneration for at øge spejlmodstanden .

For det enkle spejl, der er vist i diagrammet, giver typiske værdier et aktuelt match på 1% eller bedre. ${\ displaystyle \ beta}$

Figur 2: Et MOSFET-strømspejl med n-kanal med en modstand til at indstille referencestrømmen I _REF ; V _DD er forsyningsspændingen

Grundlæggende MOSFET nuværende spejl

Basisstrømmen spejl kan også implementeres ved anvendelse af MOSFET transistorer, som vist i figur 2. Transistor M ₁ arbejder i mætning eller aktiv tilstand, og så er M ₂ . I denne opsætning er udgangsstrømmen I _OUT direkte relateret til I _REF , som beskrevet næste.

Afløbsstrømmen for en MOSFET I _D er en funktion af både gate-kilde spænding og afløb-til-gate spænding af MOSFET givet ved I _D = f ( V _GS , V _DG ), et forhold afledt af funktionaliteten af den MOSFET -enhed. I tilfælde af transistoren M ₁ af spejlet, I _D = I _REF . Referencestrøm I _REF er en kendt strøm og kan tilvejebringes af en modstand som vist eller af en "tærskelhenvist" eller " selvforstyrret " strømkilde for at sikre, at den er konstant, uafhængig af spændingsforsyningsvariationer.

Anvendelse V _DG = 0 for transistor M ₁ , afløbet strømmen i M ₁ er I _D = f ( V _GS , V _DG = 0), så vi finde: f ( V _GS , 0) = I _REF implicit bestemmelse af værdien af V _GS . Således indstiller jeg _REF værdien af V _GS . Kredsløbet i diagrammet tvinger den samme V _GS til at gælde for transistoren M ₂ . Hvis M ₂ også er forspændt med nul V _DG og billede transistorer M ₁ og M ₂ har god matching af deres egenskaber, såsom kanal længde, bredde, tærskel spænding, etc., forholdet I _OUT = f ( V _GS , V _DG = 0) gælder, således indstilling I _OUT = I _REF ; det vil sige, at udgangsstrømmen er den samme som referencestrømmen, når V _DG = 0 for udgangstransistoren, og begge transistorer matches.

Afløb til kilde spænding kan udtrykkes som V _DS = V _DG + V _GS . Med denne udskiftning giver Shichman – Hodges-modellen en tilnærmet form for funktion f ( V _GS , V _DG ):

${\ displaystyle {\ begin {align} I_ {d} & = f (V_ {GS}, V_ {DG}) \\ & = {\ frac {1} {2}} K_ {p} \ left ({\ frac {W} {L}} \ højre) \ venstre (V_ {GS} -V_ {th} \ højre) ^ {2} \ venstre (1+ \ lambda V_ {DS} \ højre) \\ & = {\ frac {1} {2}} K_ {p} \ venstre [{\ frac {W} {L}} \ højre] \ venstre [V_ {GS} -V_ {th} \ højre] ^ {2} \ venstre [ 1+ \ lambda (V_ {DG} + V_ {GS}) \ højre], \\\ ende {justeret}}}$

hvor er en teknologirelateret konstant forbundet med transistoren, W / L er bredden / længdeforholdet mellem transistoren, er portkildespændingen, er tærskelspændingen, λ er kanallængdemodulationskonstanten og er dræn- kildespænding. ${\ displaystyle K_ {p}}$${\ displaystyle V_ {GS}}$${\ displaystyle V_ {th}}$${\ displaystyle V_ {DS}}$

Outputmodstand

På grund af kanallængdemodulation har spejlet en endelig outputmodstand (eller Norton) modstand givet af r _o af udgangstransistoren, nemlig (se kanallængdemodulation ):

${\ displaystyle R_ {N} = r_ {o} = {\ frac {1} {I_ {D}}} \ venstre ({\ frac {1} {\ lambda}} r + V_ {DS} \ højre) = {\ frac {1} {I_ {D}}} \ venstre (V_ {E} L + V_ {DS} \ højre),}$

hvor λ = kanal-længdemodulationsparameter og V _DS = dræning til kilde-bias.

Overholdelsesspænding

For at holde udgangstransistormodstanden høj, V _DG ≥ 0 V. (se Baker). Det betyder, at den laveste udgangsspænding, der resulterer i korrekt spejladfærd, overholdelsesspændingen, er V _OUT = V _CV = V _GS for udgangstransistoren ved udgangsstrømniveauet med V _DG = 0 V, eller ved hjælp af den inverse af f - funktion, f ⁻¹ :

${\ displaystyle V_ {CV} = V_ {GS} ({\ text {for}} \ I_ {D} \ {\ text {at}} \ V_ {DG} = 0V) = f ^ {- 1} (I_ {D}) \ {\ tekst {med}} \ V_ {DG} = 0 \.}$

For Shichman – Hodges-modellen er f ⁻¹ omtrent en kvadratrodfunktion.

Udvidelser og reservationer

Et nyttigt træk ved dette spejl er den lineære afhængighed af f på enhedens bredde W , en proportionalitet, der er tilnærmet tilfredsstillende selv for modeller, der er mere nøjagtige end Shichman-Hodges-modellen. Ved at justere bredde-forholdet mellem de to transistorer kan der således genereres multipler af referencestrømmen.

Shichman-Hodges-modellen er kun nøjagtig til ret dateret teknologi, selvom den ofte bruges simpelthen for nemheds skyld selv i dag. Ethvert kvantitativt design baseret på ny teknologi bruger computermodeller til de enheder, der tager højde for de ændrede strømspændingsegenskaber. Blandt de forskelle, der skal tages hensyn til i en nøjagtig design er den manglende af kvadrat lov i V _gs for spænding afhængighed og de meget fattige modellering af V _ds drain spænding afhængighed fra Å V _ds . En anden svigt af ligninger, der viser sig meget markant er unøjagtig afhængighed af kanallængden L . En væsentlig kilde til L- afhængighed stammer fra λ, som bemærket af Gray og Meyer, som også bemærker, at λ normalt skal tages fra eksperimentelle data.

På grund af den store variation af _Vth selv inden for en bestemt enhed er diskrete versioner problematiske. Selvom variationen kan kompenseres noget ved hjælp af en Source degenereret modstand, bliver dens værdi så stor, at outputmodstanden lider (dvs. reduceres). Denne variation henviser MOSFET-versionen til IC / monolitisk arena.

Feedbackassisteret nuværende spejl

Figur 3: Gain-boostet nuværende spejl med op-amp feedback for at øge outputmodstanden

MOSFET version af forstærket boostet nuværende spejl; M ₁ og M ₂ er i aktiv tilstand, mens M ₃ og M ₄ er i ohmsk tilstand og fungerer som modstande. Den operationelle forstærker giver feedback, der opretholder en høj outputmodstand.

Figur 3 viser et spejl, der bruger negativ feedback til at øge outputmodstanden. På grund af op-forstærkeren kaldes disse kredsløb undertiden forstærknings-boostede aktuelle spejle . Fordi de har relativt lave overholdelsesspændinger, kaldes de også bredspændingsspejle . En række kredsløb baseret på denne idé er i brug, især til MOSFET-spejle, fordi MOSFET'er har ret lave indre outputmodstandsværdier. En MOSFET version af figur 3 er vist i figur 4, hvor MOSFETs M ₃ og M ₄ operere i Ohmsk tilstand at spille samme rolle som emittermodstande R _E i figur 3, og MOSFET'erne M ₁ og M ₂ operere i aktiv tilstand i samme roller som spejltransistorer Q ₁ og Q ₂ i figur 3. En forklaring følger af, hvordan kredsløbet i figur 3 fungerer.

Operationsforstærkeren tilføres forskellen i spændinger V ₁ - V ₂ ved toppen af de to emitter-ben modstande af værdi R _E . Denne forskel forstærkes af op-forstærkeren og føres til basen af ​​udgangstransistoren Q ₂ . Hvis solfangeren basen reverse bias på Q ₂ forøges ved at forøge den påførte spænding V _A , strømmen i Q ₂ stiger, stigende V ₂ og faldende forskellen V ₁ - V ₂ kommer ind i op amp. Følgelig basisspændingen på Q ₂ formindskes, og V _BE af Q ₂ aftager, modvirke stigningen i udgangsstrøm.

Hvis op-amp gain A _v er stor, kun en meget lille forskel V ₁ - V ₂ er tilstrækkelig til at generere den nødvendige basisspændingen V _B til Q ₂ , nemlig

${\ displaystyle V_ {1} -V_ {2} = {\ frac {V_ {B}} {A_ {v}}}.}$

Derfor holdes strømmen i de to benmodstande næsten ens, og spejlets udgangsstrøm er næsten den samme som kollektorstrømmen I _C1 i Q ₁ , som igen er indstillet af referencestrømmen som

${\ displaystyle I _ {\ text {ref}} = I_ {C1} \ venstre (1 + {\ frac {1} {\ beta _ {1}}} \ højre),}$

hvor β ₁ for transistor Q ₁ og β ₂ for Q ₂ afvige afhængigt af tidlig virkning , hvis den reverse bias tværs kollektor-base af Q ₂ er ikke-nul.

Outputmodstand

Figur 5: Lille signal kredsløb til at bestemme spejlets udgangsmodstand; transistor Q ₂ erstattes med sin hybrid-pi-model ; en teststrøm I _X på udgangen genererer en spænding V _X , og output resistens er R _ud = V _X / I _X .

I fodnoten findes en idealiseret behandling af outputmodstand. En lille signalanalyse for en op-amp med finite gain A _v, men ellers ideel, er baseret på figur 5 (β, r _O og r _π henviser til Q ₂ ). For at nå frem figur 5, meddele, at den positive indgang af operationsforstærkeren i figur 3 er på AC jorden, så spændingen input til op amp er simpelthen AC emitter spænding V _e påført dens negative indgang, hvilket resulterer i et spændingsudgangssignal af - A _v V _e . Anvendelse Ohms lov tværs indgangsmodstanden r _π bestemmer små-signal basisstrøm I _b som:

${\ displaystyle I_ {b} = {\ frac {V_ {e}} {\ frac {r _ {\ pi}} {A_ {v} +1}}} \.}$

At kombinere dette resultat med Ohms lov for , kan elimineres for at finde: ${\ displaystyle R_ {E}}$${\ displaystyle V_ {e}}$

${\ displaystyle I_ {b} = I_ {X} {\ frac {R_ {E}} {R_ {E} + {\ frac {r _ {\ pi}} {A_ {v} +1}}}.}$

Kirchhoffs spændingslov fra testkilden I _X til jorden af R _E giver:

${\ displaystyle V_ {X} = (I_ {X} + \ beta I_ {b}) r_ {O} + (I_ {X} -I_ {b}) R_ {E}.}$

Substitution for I _b og opsamling vilkår output modstand R _ud findes at være:

${\ displaystyle R _ {\ text {out}} = {\ frac {V_ {X}} {I_ {X}}} = r_ {O} \ left (1+ \ beta {\ frac {R_ {E}} { R_ {E} + {\ frac {r _ {\ pi}} {A_ {v} +1}}}} til højre) + R_ {E} \ | {\ frac {r _ {\ pi}} {A_ {v } +1}}.}$

For en stor forstærkning A _v ≫ r _π / R _{E er} den maksimale outputmodstand opnået med dette kredsløb

${\ displaystyle R _ {\ text {out}} = (\ beta +1) r_ {O},}$

en væsentlig forbedring i forhold til grundlæggende spejl hvor R _ud = r _O .

Småsignalanalysen af ​​MOSFET-kredsløbet i figur 4 opnås fra den bipolære analyse ved at indstille β = g _m r _π i formlen for R _ud og derefter lade r _π → ∞. Resultatet er

${\ displaystyle R _ {\ text {out}} = r_ {O} \ venstre [1 + g_ {m} R_ {E} (A_ {v} +1) \ højre] + R_ {E}.}$

Denne gang, R _E er modstanden af kilden ben MOSFET'erne M ₃ , M ₄ . Modsætning figur 3, men som A _v forøges (falder R _E fast værdi), R _ud fortsætter med at stige, og ikke nærme sig en begrænsende værdi som helhed A _v .

Overholdelsesspænding

For figur 3, en stor op amp gain opnår den maksimale R _ud med kun en lille R _E . En lav værdi for R _E betyder V ₂ også er lille, hvilket tillader en lav spænding overensstemmelse for dette spejl, kun en spænding V ₂ større end overholdelsen spænding af den simple bipolære spejl. Af denne grund kaldes denne type spejl også et bredt svingende nuværende spejl , fordi det gør det muligt for udgangsspændingen at svinge lavt sammenlignet med andre typer spejle, der kun opnår en stor R _ud på bekostning af store overholdelsesspændinger.

Med MOSFET kredsløbet i figur 4, som kredsløbet i figur 3 større op amp gain A _v , de mindre R _E kan fremstilles ved en given R _ud , og sænke overensstemmelse spænding på spejlet.

Andre aktuelle spejle

Der er mange sofistikerede nuværende spejle, der har højere output modstande end de grundlæggende spejl (tættere nærmer en ideel spejl med en udgangsstrøm uafhængig af udgangsspændingen) og producere strømme mindre følsomme for temperatur- og enheden parameter variationer og kredsløb spændingsudsving. Disse multitransistor spejlkredsløb bruges både med bipolære og MOS transistorer. Disse kredsløb inkluderer:

• den aktuelle kilde til Widlar
• Den Wilson nuværende spejl bruges som en strømkilde
• Cascodede aktuelle kilder

Bemærkninger

Se også

• Nuværende kilde
• Widlar nuværende kilde
• Wilson nuværende spejl
• Bipolar krydsetransistor
• MOSFET
• Kanallængdemodulation
• Tidlig effekt

Referencer

eksterne links

• 4QD tec - Aktuelle kilder og spejle Kompendium af kredsløb og beskrivelser