Wilson nuværende spejl - Wilson current mirror

Et Wilson- strømspejl er et tre-terminal kredsløb (fig. 1), der accepterer en indgangsstrøm ved indgangsterminalen og tilvejebringer en "spejlet" strømkilde eller sinkoutput ved udgangsterminalen. Den spejlede strøm er en præcis kopi af indgangsstrømmen. Det kan bruges som en Wilson-strømkilde ved at anvende en konstant forspændingsstrøm til indgangsgrenen som i fig. 2. Kredsløbet er opkaldt efter George R. Wilson, en integreret kredsløbsdesigningeniør, der arbejdede for Tektronix . Wilson udtænkte denne konfiguration i 1967, da han og Barrie Gilbert udfordrede hinanden til at finde et forbedret nuværende spejl natten over, der kun ville bruge tre transistorer. Wilson vandt udfordringen.

Kredsløb

Figur 1: Wilson nuværende spejl

Figur 2: Wilson nuværende kilde

Der er tre hovedmål for, hvor godt et aktuelt spejl fungerer som en del af et større kredsløb. Den første måling er den statiske fejl, forskellen mellem indgangs- og udgangsstrømme udtrykt som en brøkdel af indgangsstrømmen. Minimering af denne forskel er kritisk i sådanne anvendelser af et aktuelt spejl som konvertering af differens til enkelt-udgangssignal i et differentielt forstærkertrin, fordi denne forskel styrer den fælles tilstand og afvisningsforhold for strømforsyning. Det andet mål er udgangsimpedansen for den aktuelle kilde eller ækvivalent dens inverse udgangsledning. Denne impedans påvirker trinforstærkning, når en strømkilde bruges som en aktiv belastning og påvirker common mode-forstærkning, når kilden tilvejebringer halestrømmen for et differentielt par. Den sidste måling er paret med minimumsspændinger fra den fælles terminal, normalt en strømskinneforbindelse, til indgangs- og udgangsterminalerne, der kræves for korrekt drift af kredsløbet. Disse spændinger påvirker hovedrummet til de strømforsyningsskinner, der er tilgængelige til det kredsløb, hvor det aktuelle spejl er indlejret.

En omtrentlig analyse på grund af Gilbert viser, hvordan Wilson nuværende spejl fungerer, og hvorfor dets statiske fejl skal være meget lav. Transistorer Q1 og Q2 i fig. 1 er et matchet par, der deler den samme emitter- og basispotentiale og har derfor og . Dette er et simpelt to-transistor nuværende spejl med som input og som output. Når der tilføres en strøm til inputknudepunktet (forbindelsen mellem Q3-basen og Q1-samleren) begynder spændingen fra den node til jorden at stige. Da det overstiger den krævede spænding for at forspænde emitter-baseforbindelsen af ​​Q3, fungerer Q3 som en emitterfølger eller fælles kollektorforstærker, og basisspændingen for Q1 og Q2 begynder at stige. Når denne basisspænding stiger, begynder strømmen at strømme i Q1-samleren. Alle stigninger i spænding og strøm stopper, når summen af ​​kollektorstrømmen for Q1 og basisstrømmen for Q3 nøjagtigt balancerer . Under denne betingelse har alle tre transistorer næsten lige kollektorstrømme og derfor omtrent lige basestrømme. Lad . Så er kollektorstrømmen for Q1 ; kollektorstrømmen for Q2 er nøjagtig lig den for Q1, så emitterstrømmen for Q3 er . Samlerstrømmen på Q3 er dens emitterstrøm minus basisstrømmen . I denne tilnærmelse er den statiske fejl nul. ${\ displaystyle \ scriptstyle i_ {C1} ~ = ~ i_ {C2}}$${\ displaystyle \ scriptstyle i_ {B1} ~ = ~ i_ {B2}}$${\ displaystyle \ scriptstyle i_ {E3}}$${\ displaystyle \ scriptstyle i_ {C1}}$${\ displaystyle \ scriptstyle i _ {\ text {in}}}$${\ displaystyle \ scriptstyle i _ {\ text {in}}}$${\ displaystyle \ scriptstyle i_ {B} ~ = ~ i_ {B1} ~ = ~ i_ {B2} ~ \ approx ~ i_ {B3}}$${\ displaystyle \ scriptstyle i _ {\ text {in}} \, - \, i_ {B}}$${\ displaystyle \ scriptstyle i_ {E3} ~ = ~ i_ {C2} \, + \, 2i_ {B} ~ = ~ i _ {\ text {in}} \, - \, i_ {B} \, + \, 2i_ {B} ~ = ~ i _ {\ tekst {i}} \, + \, i_ {B}}$${\ displaystyle \ scriptstyle i _ {\ text {out}} ~ = ~ i _ {\ text {in}} \, + \, i_ {B} \, - \, i_ {B} ~ = ~ i _ {\ text { i}}}$

Forskel mellem input- og outputstrømme

En mere nøjagtig formel analyse viser den forventede statiske fejl. Vi antager:

1. Alle transistorer har den samme strømforstærkning β.
2. Q1 og Q2 matches, og de deler den samme base-emitter spænding, så deres kollektorstrømme er ens.

Derfor og . Basisstrømmen for Q3 er givet af, og emitterstrømmen af, ${\ displaystyle \ scriptstyle i_ {C1} ~ = ~ i_ {C2} ~ \ equiv ~ i_ {C}}$${\ displaystyle \ scriptstyle i_ {B1} ~ = ~ i_ {B2} ~ \ equiv ~ i_ {B}}$${\ displaystyle \ scriptstyle i_ {B3} ~ = ~ {\ frac {i_ {C3}} {\ beta}}}$

${\ displaystyle i_ {E3} = {\ frac {\ beta +1} {\ beta}} i_ {C3}}$ ... (1)

Fra summen af ​​strømme ved noden, der deles af emitteren af ​​Q3, samleren af ​​Q2 og baserne for Q1 og Q2, skal emitterstrømmen for Q3 være

${\ displaystyle i_ {E3} = i_ {C2} + i_ {B1} + i_ {B2} = i_ {C} + 2i_ {B} = {\ frac {\ beta +2} {\ beta}} i_ {C }}$ ... (2)

Ligning af udtryk for (1) og (2) giver: ${\ displaystyle \ scriptstyle i_ {E3}}$

${\ displaystyle i_ {C} = \ left ({\ frac {\ beta +1} {\ beta +2}} \ right) i_ {C3}}$ ... (3)

Summen af ​​strømme ved inputknudepunktet antyder det . Udskiftning af fra (3) fører til eller . ${\ displaystyle \ scriptstyle i _ {\ text {in}} ~ = ~ i_ {C1} \, + \, i_ {B3} ~ = ~ i_ {C} \, + \, {\ frac {i_ {C3}} {\ beta}}}$${\ displaystyle \ scriptstyle i_ {C}}$${\ displaystyle \ scriptstyle i _ {\ text {in}} ~ = ~ \ left ({\ frac {\ beta \, + \, 1} {\ beta \, + \, 2}} \, + \, {\ frac {1} {\ beta}} \ right) i_ {C3}}$${\ displaystyle \ scriptstyle i_ {C3} ~ = ~ \ left ({\ frac {\ beta \ left (\ beta \, + \, 2 \ right)} {\ beta \ left (\ beta \, + \, 2 \ right) \, + \, 2}} \ right) i _ {\ text {in}}}$

Fordi er udgangsstrømmen, er den statiske fejl, forskellen mellem indgangs- og udgangsstrømmen ${\ displaystyle \ scriptstyle i_ {C3}}$

${\ displaystyle i _ {\ text {in}} - i _ {\ text {out}} = {\ frac {2i _ {\ text {in}}} {\ beta \ left (\ beta +2 \ right) +2} } \ approx {\ frac {2i _ {\ text {in}}} {\ beta ^ {2}}}}$ ... (4)

Med NPN-transistorer er den aktuelle forstærkning, i størrelsesordenen 100, og i princippet er mismatchet ca. 1: 5000. ${\ displaystyle \ scriptstyle \ beta}$

For Wilson-strømkilden i fig. 2 er spejlets indgangsstrøm . Basissenderens spændinger er typisk mellem 0,5 og 0,75 volt, så nogle forfattere tilnærmer dette resultat som . Udgangsstrømmen er således i det væsentlige kun afhængig af V _CC og R1, og kredsløbet fungerer som en konstant strømkilde , dvs. strømmen forbliver konstant med variationer i belastningens impedans. Variationer i V _CC eller ændringer i værdien af ​​R1 på grund af temperatur reflekteres imidlertid i variationer i udgangsstrømmen. Denne metode til direkte generering af en referencestrøm fra strømforsyningen ved hjælp af en modstand har sjældent tilstrækkelig stabilitet til praktiske anvendelser, og mere komplekse kredsløb anvendes til at tilvejebringe referencestrømme uafhængig af temperatur og forsyningsspændinger. ${\ displaystyle \ scriptstyle I_ {R1} ~ = ~ {\ frac {1} {R1}} \ venstre (V_ {CC} \, - \, V_ {BE2} \, - \, V_ {BE3} \ højre) }$${\ displaystyle \ scriptstyle V_ {BE}}$${\ displaystyle \ scriptstyle I _ {\ text {out}} \ approx {\ frac {V_ {CC} \, - \, 1.4} {R1}}}$

Ligning (4) undervurderer i det væsentlige forskellene mellem indgangs- og udgangsstrømme, der generelt findes i dette kredsløb af tre grunde. For det første er emitter-kollektorspændingerne i det indre strømspejl dannet af Q1 og Q2 ikke de samme. Transistor Q2 er diodeforbundet og har , hvilket typisk er i størrelsesordenen 0,6 til 0,7 volt. Samlerens emitter-spænding på Q1 er højere ved basis-emitter-spændingen på Q3 og er derfor ca. det dobbelte af værdien over Q2. Den tidlige effekt (basisbreddemodulation) i Q1 vil tvinge sin samlerstrøm til at være lidt højere end Q2. Dette problem kan i det væsentlige elimineres ved tilføjelsen af ​​en fjerde transistor, vist som Q4 i det forbedrede Wilson-aktuelle spejl i fig. 4a. Q4 er diode forbundet i serie med samleren af ​​Q1, hvilket sænker dens kollektorspænding, indtil den er omtrent lig med for Q2. ${\ displaystyle \ scriptstyle v_ {CE2} ~ = ~ v_ {BE2}}$${\ displaystyle \ scriptstyle v_ {CE}}$

For det andet er Wilson nuværende spejl modtageligt for uoverensstemmelser i den aktuelle forstærkning, af dets transistorer, især matchningen mellem og den aktuelle gevinst for det matchede par Q1 og Q2. Når man tager højde for forskelle mellem alle tre transistorer, kan man vise, at hvor er det harmoniske gennemsnit for de aktuelle gevinster på Q1 og Q2 eller . Beta-uoverensstemmelser på fem procent eller mere rapporteres at være almindelige, hvilket medfører en stigning i størrelsesordenen i den statiske fejl. ${\ displaystyle \ scriptstyle \ beta}$${\ displaystyle \ scriptstyle \ beta _ {3}}$${\ displaystyle \ scriptstyle \ beta}$${\ displaystyle \ scriptstyle i _ {\ text {in}} \, - \, i _ {\ text {out}} ~ = ~ {\ frac {2 \ left ({\ overline {\ beta _ {12}}} \ , - \, \ beta _ {3} \ right) \, + \, 2} {{\ overline {\ beta _ {12}}} \ beta _ {3} \, + \, 2 {\ overline {\ beta _ {12}}} \, + \, 2}}}$${\ displaystyle \ scriptstyle {\ overline {\ beta _ {12}}}}$${\ displaystyle \ scriptstyle {\ overline {\ beta _ {12}}} ~ = ~ 2 \ venstre [{\ frac {1} {\ beta _ {1}}} \, + \, {\ frac {1} {\ beta _ {2}}} til højre] ^ {- 1}}$

Endelig er kollektorstrømmen i en bipolær transistor for lave og moderate emitterstrømme i nøje overensstemmelse med forholdet, hvor er den termiske spænding og er konstant afhængig af temperatur, dopingkoncentrationer og kollektor-emitterspænding. Matchede strømme i transistorer Q1 og Q2 afhænger af overensstemmelse med den samme ligning, men observerede uoverensstemmelser i er geometriafhængige og spænder fra procent. Sådanne forskelle mellem Q1 og Q2 fører direkte til statiske fejl med samme procentdel for hele spejlet. Omhyggeligt layout og transistordesign skal bruges til at minimere denne fejlkilde. F.eks. Kan Q1 og Q2 hver især implementeres som et par parallelle transistorer arrangeret som en krydskoblet firkant i et fælles-centreret layout for at reducere virkningerne af lokale gradienter i strømforstærkning. Hvis spejlet skal bruges på et fast forspændingsniveau, kan matchende modstande i emitterne i dette par overføre noget af matchingsproblemet fra transistorer til disse modstande. ${\ displaystyle \ scriptstyle i_ {C} ~ = ~ I_ {SC} \ exp \ left ({\ frac {v_ {BE}} {V_ {T}}} \ right)}$${\ displaystyle \ scriptstyle V_ {T} ~ = ~ {\ frac {kT} {q}}}$${\ displaystyle \ scriptstyle I_ {SC}}$${\ displaystyle \ scriptstyle I_ {SC}}$${\ displaystyle \ scriptstyle \ pm 1 {\ tekst {til}} \ pm 10}$

Indgangs- og udgangsimpedanser og frekvensrespons

Figur 3: Lille signalmodel til impedansberegning

Et kredsløb er kun en strømkilde i det omfang, at dets udgangsstrøm er uafhængig af dets udgangsspænding. I kredsløbene i figur 1 og 2 er udgangsspændingen af ​​betydning potentialet fra Q3-samleren til jord. Målingen for denne uafhængighed er kredsløbets udgangsimpedans, forholdet mellem en ændring i udgangsspænding og den ændring i strøm det forårsager. Figur 3 viser en lille signalmodel af et Wilson-nuværende spejl tegnet med en testspændingskilde , fastgjort til udgangen. Udgangsimpedansen er forholdet: . Ved lav frekvens er dette forhold reelt og repræsenterer en outputmodstand. ${\ displaystyle \ scriptstyle v _ {\ text {test}}}$${\ displaystyle \ scriptstyle z _ {\ text {out}} ~ \ equiv ~ {\ frac {v _ {\ text {test}}} {i _ {\ text {test}}}}$

I fig. 3 er transistorer Q1 og Q2 vist som danner et standard to-transistor strømspejl. Det er tilstrækkeligt til beregning af udgangsimpedansen at antage, at udgangsstrømmen for denne aktuelle spejlunderkreds , er lig med indgangsstrømmen,, eller . Transistor Q3 er repræsenteret af sin lavfrekvente hybrid-pi-model med en strømstyret afhængig strømkilde til kollektorstrømmen. ${\ displaystyle \ scriptstyle i_ {c1}}$${\ displaystyle \ scriptstyle i_ {e3}}$${\ displaystyle \ scriptstyle i_ {c1} ~ \ approx ~ i_ {e3}}$

Summen af ​​strømme ved emitterknudepunktet i Q3 betyder, at:

${\ displaystyle i _ {\ text {test}} = i_ {e3} + i_ {c1} = 2i_ {c1} {\ text {eller}} i_ {c1} = {\ frac {1} {2}} i_ { \ tekst {test}}}$ ... (5)

Fordi den dynamiske modstand af den diodeforbundne transistor Q2, indgangsmodstanden for det to-transistors nuværende spejl, er meget mindre end testspændingen , vises effektivt over kollektor-emitterterminalerne på Q3. Grundstrømmen for Q3 er . Ved hjælp af ligning (5) for bliver summen af ​​strømme ved samlerknudepunktet for Q3 . Løsning af outputimpedansen giver: ${\ displaystyle \ scriptstyle r_ {O3}}$${\ displaystyle \ scriptstyle v _ {\ text {test}}}$${\ displaystyle \ scriptstyle i_ {b3} ~ = ~ -i_ {c1}}$${\ displaystyle \ scriptstyle i_ {c1}}$${\ displaystyle \ scriptstyle i _ {\ text {test}} ~ = ~ {\ frac {v _ {\ text {test}}} {r_ {O3}}} \, - \, {\ frac {\ beta} {2 }} i _ {\ text {test}}}$

${\ displaystyle z _ {\ text {out}} = {\ frac {v _ {\ text {test}}} {i _ {\ text {test}}}} = \ venstre (1 + {\ frac {\ beta} { 2}} \ right) r_ {O3} \ approx {\ frac {\ beta} {2}} r_ {O3}}$ ... (6)

I et standard to-transistors nuværende spejl ville outputimpedansen være den dynamiske tidlige modstand af outputtransistoren, hvis ækvivalent i dette tilfælde er . Wilson nuværende spejl har en outputimpedans, der er højere af faktoren i størrelsesordenen 50X. ${\ displaystyle \ scriptstyle r_ {O3}}$${\ displaystyle \ scriptstyle {\ frac {\ beta} {2}}}$

Indgangsimpedansen til et strømspejl er forholdet mellem ændringen i indgangsspænding (potentialet fra indgangsterminalen til jord i figur 1 og 2) til ændringen i indgangsstrøm, der forårsager det. Da ændringen i udgangsstrøm næsten er lig med enhver ændring i indgangsstrøm, er ændringen i basis-emitter-spændingen på Q3 . Ligning (3) viser, at samleren af ​​Q2 ændres med næsten samme mængde, så . Indgangsspændingen er summen af ​​basis-emitter-spændingerne på Q2 og Q3; samlerstrømmene for Q2 og Q3 er næsten ens, hvilket antyder det . Indgangsimpedansen er . Brug af standardformlen til fører til: ${\ displaystyle \ scriptstyle \ Delta V_ {BE3} ~ = ~ {\ frac {\ Delta I _ {\ text {in}}} {g_ {m3}}}}$${\ displaystyle \ scriptstyle \ Delta V_ {BE2} ~ \ approx ~ {\ frac {\ Delta I _ {\ text {in}}} {g_ {m2}}}}$${\ displaystyle \ scriptstyle g_ {m2} ~ = ~ g_ {m3}}$${\ displaystyle \ scriptstyle z _ {\ text {in}} ~ = ~ {\ frac {2} {g_ {m3}}}}$${\ displaystyle \ scriptstyle g_ {m} ~ = ~ {\ frac {I_ {C}} {V_ {T}}}}$

${\ displaystyle z _ {\ text {in}} = {\ frac {2kT} {qI _ {\ text {in}}}}}$ ... (7)

hvor er den sædvanlige termiske spænding , produktet af Boltzmanns konstante og absolutte temperatur divideret med ladningen af ​​en elektron. Denne impedans er dobbelt så stor som værdien for standardspejlet med to transistorer. ${\ displaystyle \ scriptstyle {\ frac {kT} {q}} = V_ {T}}$${\ displaystyle \ scriptstyle z _ {\ text {in}}}$

Aktuelle spejle bruges ofte i signalstien til et integreret kredsløb, for eksempel til differentiel til enkelt-endet signalkonvertering inden i en operationsforstærker. Ved lave forspændingsstrømme er impedanserne i kredsløbet høje nok til, at frekvenseffekten kan blive domineret af enhed og parasitære kapacitanser, der skifter indgangs- og udgangsknuderne til jorden, hvilket sænker indgangs- og udgangsimpedanserne. Kollektor-basekapacitansen,, af Q3 er en komponent i den kapacitive belastning. Samleren af ​​Q3 er outputknudepunktet for spejlet, og dens base er inputknudepunktet. Når en strøm strømmer ind , bliver denne strøm et input til spejlet, og strømmen fordobles ved udgangen. Effektivt er bidraget fra Q3 til den samlede outputkapacitans . Hvis output fra Wilson-spejlet er forbundet til en relativt høj impedansknude, kan spejlets spændingsforstærkning være høj. I dette tilfælde kan spejlets indgangsimpedans blive påvirket af Miller-effekten på grund af , skønt spejlets lave indgangsimpedans mildner denne effekt. ${\ displaystyle \ scriptstyle C _ {\ mu 3}}$${\ displaystyle \ scriptstyle C _ {\ mu 3}}$${\ displaystyle \ scriptstyle 2C _ {\ mu 3}}$${\ displaystyle \ scriptstyle C _ {\ mu 3}}$

Når kredsløbet er forspændt ved højere strømme, der maksimerer transistorstrømforstærkningens frekvensrespons, er det muligt at betjene et Wilson-strømspejl med tilfredsstillende resultater ved frekvenser op til ca. en tiendedel af transistorernes overgangsfrekvens. Overgangsfrekvensen for en bipolar transistor, er den frekvens, hvormed kortslutningens fælles-emitterstrømforstærkning falder til enhed. Det er faktisk den højeste frekvens, for hvilken en transistor kan levere nyttig forstærkning i en forstærker. Overgangsfrekvensen er en funktion af kollektorstrømmen, der stiger med stigende strøm indtil et bredt maksimum ved en kollektorstrøm lidt mindre end hvad der forårsager starten på høj injektion. I enkle modeller af den bipolare transistor, når samleren er jordforbundet, viser den en-polet frekvensrespons, ligesom det aktuelle forstærkningsbåndbreddeprodukt også er. Dette indebærer groft, at der på , . Ved ligning (4) kan man forvente, at størrelsen af ​​forholdet mellem output og indgangsstrøm ved denne frekvens vil afvige fra enhed med ca. 2%. ${\ displaystyle \ scriptstyle f_ {T}}$${\ displaystyle \ scriptstyle \ beta \ left (f \ right)}$${\ displaystyle \ scriptstyle f_ {T}}$${\ displaystyle \ scriptstyle {\ frac {f_ {T}} {10}}}$${\ displaystyle \ scriptstyle \ beta \ left ({\ frac {f_ {T}} {10}} \ right) ~ \ approx ~ -j10}$

Wilsons nuværende spejl opnår den høje outputimpedans af ligning (6) ved negativ feedback snarere end ved emitterdegeneration som kaskodede spejle eller kilder med modstandsdegeneration gør. Knudeimpedansen til spejlets eneste interne knude, noden ved emitteren af ​​Q3 og samleren af ​​Q2, er ret lav. Ved lav frekvens er denne impedans givet af . For en enhed, der er forspændt ved 1 mA med en strømforstærkning på 100, vurderes dette til 0,26 ohm ved 25 grader. C. Enhver ændring i udgangsstrøm med udgangsspænding resulterer i en ændring i emitterstrømmen på Q3, men meget lille ændring i emitternodens spænding. Ændringen i føres tilbage gennem Q2 og Q1 til inputknudepunktet, hvor den ændrer basisstrømmen for Q3 på en måde, der reducerer nettoændringen i udgangsstrømmen og lukker således feedback-sløjfen. ${\ displaystyle \ scriptstyle {\ frac {V_ {T}} {\ beta I _ {\ text {in}}}} ~ = ~ {\ frac {kT} {q \ beta I _ {\ text {in}}}} }$${\ displaystyle \ scriptstyle i_ {E3}}$

Kredsløb, der indeholder negative feedback-sløjfer, hvad enten det er strøm- eller spændingssløjfer, med loopforstærkninger nær eller over enhed kan udvise uønskede uregelmæssigheder i frekvensrespons, når faseforskydningen af ​​signalet inde i sløjfen er tilstrækkelig til at konvertere negativ til positiv feedback. For den nuværende tilbagekoblingssløjfe af Wilson nuværende spejl synes denne virkning som en stærk bred resonansspids i forholdet mellem output til indgangsstrømmen, ved ca. . Gilbert viser en simulering af et Wilson-strømspejl implementeret i NPN-transistorer med GHz og strømforstærkning, der viser en top på 7,5 dB ved 1,2 GHz. Denne adfærd er meget uønsket og kan i vid udstrækning elimineres ved yderligere modifikation af det grundlæggende spejlkredsløb. Figur 4b viser en mulig variant på Wilson-spejlet, der reducerer denne top ved at afbryde baserne af Q1 og Q2 fra samleren af ​​Q2 og tilføje en anden emitter til Q3 for at drive baserne på det interne spejl. Under de samme forspændingsbetingelser og enhedstype udviser dette kredsløb flad frekvensrespons til 50 MHz, har et spidsrespons mindre end 0,7 dB ved 160 MHz og falder under dets lavfrekvente respons ved 350 MHz. ${\ displaystyle \ scriptstyle H_ {WCM} \ left (s \ right) ~ \ equiv ~ {\ frac {i _ {\ text {out}} \ left (s \ right)} {i _ {\ text {in}} \ venstre (s \ højre)}}}$${\ displaystyle \ scriptstyle {\ frac {f_ {T}} {3}}}$${\ displaystyle \ scriptstyle f_ {T} ~ = ~ 3.0}$${\ displaystyle \ scriptstyle \ beta ~ = ~ 100}$${\ displaystyle \ scriptstyle \ left (\ left | H_ {WCM} \ left (s \ right) \ right | ~ = ~ 2.4 \ right)}$${\ displaystyle \ scriptstyle \ left (\ left | H_ {WCM} \ left (s \ right) \ right | ~ = ~ 1.08 \ right)}$

Minimum driftsspænding

Overholdelsen af ​​en strømkilde, det vil sige området for udgangsspænding, over hvilken udgangsstrømmen forbliver omtrent konstant, påvirker potentialerne, der er tilgængelige for forspænding, og betjener det kredsløb, hvor kilden er indlejret. For eksempel er i fig. 2 den spænding, der er tilgængelig for "belastningen", forskellen mellem forsyningsspændingen og kollektorspændingen på Q3. Kollektoren på Q3 er udgangsknudepunktet spejlet og potentialet i denne solfanger i forhold til jorden er udgangsspændingen af spejlet, der er, og "belastning" spænding er . Spændingsområdet for "belastning" maksimeres til et minimum . Når en nuværende spejlkilde bruges som en aktiv belastning i et trin i et system, er input til det næste trin ofte direkte forbundet mellem kildeudgangsknudepunktet og den samme strømskinne som spejlet. Dette kan kræve, at minimumet holdes så lille som muligt for at forenkle forspænding af det efterfølgende trin og for at gøre det muligt at slukke for dette trin fuldstændigt under forbigående eller overdrevne forhold. ${\ displaystyle \ scriptstyle V_ {CC}}$${\ displaystyle \ scriptstyle v _ {\ text {spejle ud}} ~ = ~ v_ {BE2} \, + \, v_ {CE3}}$${\ displaystyle \ scriptstyle V_ {CC} \, - \, v _ {\ text {spejlvendt}}}$${\ displaystyle \ scriptstyle v _ {\ text {spejlvendt}}}$${\ displaystyle \ scriptstyle v _ {\ text {spejlvendt}}}$

Den minimale udgangsspænding for Wilson-strømspejlet skal overstige basissenderspændingen på Q2 med nok til, at Q3 fungerer i aktiv tilstand snarere end mætning. Gilbert rapporterer data om en repræsentativ implementering af et Wilson-strømspejl, der viste konstant udgangsstrøm for en udgangsspænding så lav som 880 millivolt. Da kredsløbet var forspændt til højfrekvent drift ( ), repræsenterer dette en mætningsspænding for Q3 på 0,1 til 0,2 volt. I modsætning hertil fungerer det standard to-transistorspejl ned til mætningsspændingen i dets udgangstransistor. ${\ displaystyle \ scriptstyle V_ {BE} ~ \ geq ~ 0.7}$

Indgangsspændingen til Wilson nuværende spejl er . Indgangsknudepunktet er en knudepunkt med lav impedans, så dets spænding forbliver omtrent konstant under drift ved volt. Den ækvivalente spænding for det standard to-transistorspejl er kun en base-emitter-dråbe , eller halvdelen af ​​Wilson-spejlet. Hovedrummet (den potentielle forskel mellem den modsatte strømskinne og spejlets indgang) til rådighed for kredsløbet, der genererer indgangsstrømmen til spejlet, er forskellen mellem strømforsyningsspændingen og spejlindgangsspændingen. Den højere indgangsspænding og højere mindste udgangsspænding i Wilson nuværende spejlkonfiguration kan blive problematisk for kredsløb med lave forsyningsspændinger, især forsyningsspændinger mindre end tre volt, som nogle gange findes i batteridrevne enheder. ${\ displaystyle \ scriptstyle v _ {\ text {in}} = v_ {BE2} + v_ {BE3}}$${\ displaystyle \ scriptstyle 2V_ {BE} \ ca. 1,4}$${\ displaystyle \ scriptstyle V_ {BE}}$

En forbedret spejl med fire transistorer

Figur 4a) Fire transistor Wilson aktuelle spejle; 4b) Variant, der fjerner peak i højfrekvent respons.

Tilføjelse af en fjerde transistor til Wilson-strømspejlet som i fig. 4a udligner kollektorspændingerne på Q1 og Q2 ved at sænke kollektorspændingen på Q1 med et beløb svarende til V _BE4 . Dette har tre effekter: For det første fjerner det enhver uoverensstemmelse mellem Q1 og Q2 på grund af den tidlige effekt i Q1. Dette er den eneste første ordens kilde til uoverensstemmelse i tre-transistoren Wilson-strømspejl For det andet falder ved høje strømme strømforstærkningen , af transistorer, og forholdet mellem kollektorstrøm og base-emitter-spænding afviger fra . Alvorligheden af ​​disse effekter afhænger af kollektorspændingen. Ved at tvinge en match mellem kollektorspændingerne i Q1 og Q2 gør kredsløbet ydelsesforringelsen ved høj strøm på indgangs- og udgangsgrene symmetrisk. Dette udvider det lineære driftsområde for kredsløbet væsentligt. I en rapporteret måling på et kredsløb implementeret med et transistorarray til en applikation, der kræver 10 mA-output, forlængede tilføjelsen af ​​den fjerde transistor driftsstrømmen, for hvilken kredsløbet viste mindre end 1 procent forskel mellem input og outputstrømme med mindst en faktor af to over de tre transistorversioner. ${\ displaystyle \ scriptstyle \ beta}$${\ displaystyle \ scriptstyle i_ {C} ~ = ~ I_ {S} \ exp \ left ({\ frac {v_ {BE}} {V_ {T}}} \ right)}$

Endelig udjævner udligning af kollektorspændingerne også den effekt, der spredes i Q1 og Q2, og som har tendens til at reducere uoverensstemmelse mellem temperatureffekterne på V _BE .

Fordele og begrænsninger

Der er en række andre mulige aktuelle spejlkonfigurationer ud over det standard to-transistorspejl, som en designer kan vælge at bruge. Disse inkluderer dem, hvor uoverensstemmelsen fra basisstrømmen reduceres med en emitterfølger, kredsløb, der bruger kaskodede strukturer eller modstandsdegeneration for at sænke den statiske fejl og hæve outputimpedansen og forstærkningsfremmede strømspejle, der bruger en intern fejlforstærker til at forbedre effektiviteten af ​​kaskodning. Wilson nuværende spejl har de særlige fordele i forhold til alternativer, som:

• Den statiske fejl, input-udgangsstrømforskellen, reduceres til meget små niveauer, der næsten udelukkende kan tilskrives tilfældige enhedsfejl, mens outputimpedansen hæves med en faktor samtidigt. ${\ displaystyle \ scriptstyle {\ frac {\ beta} {2}}}$
• Kredsløbet bruger minimale ressourcer. Det kræver ikke yderligere forspændingsspændinger eller modstande med stort område, ligesom kaskodede eller resistivt degenererede spejle.
• Den lave impedans af dets input og interne noder gør det muligt at forspænde kredsløbet til drift ved frekvenser op til . ${\ displaystyle \ scriptstyle {\ frac {f_ {T}} {10}}}$
• Fire-transistorversionen af ​​kredsløbet har udvidet linearitet til drift ved høje strømme.

Wilson nuværende spejl har de begrænsninger, som:

• Minimumspotentialerne fra input eller output til common rail-forbindelsen, der er nødvendige for korrekt drift, er højere end for standard-to-transistorspejlet. Dette reducerer det ledige rum, der er tilgængeligt for at generere inputstrømmen og begrænser outputets overensstemmelse.
• Dette spejl bruger feedback til at hæve outputimpedansen på en sådan måde, at outputtransistoren bidrager med kollektorstrømsvingningsstøj til output. Alle tre transistorer i Wilson nuværende spejl tilføjer støj til output.
• Når kredsløbet er forspændt til højfrekvent drift med maksimalt , kan den negative feedback-sløjfe, der maksimerer udgangsimpedansen, forårsage en spidsbelastning i frekvensresponset. For stabil drift med lav støj kan det være nødvendigt at ændre kredsløbet for at eliminere denne effekt. ${\ displaystyle \ scriptstyle f_ {T}}$
• I nogle anvendelser af et aktuelt spejl, især til forspænding og applikationer med aktiv belastning, er det fordelagtigt at producere flere strømkilder fra en enkelt indgangsreferencestrøm. Dette er ikke muligt i Wilson-konfigurationen, mens der opretholdes en nøjagtig matchning af indgangsstrømmen med udgangsstrømmene.

MOSFET Implementering

Figur 5: NMOS Wilson nuværende spejl. M3 udligner afløbsspændingerne på M1 og M2

Når Wilson-strømspejlet bruges i CMOS-kredsløb, er det normalt i de fire transistorformer som i fig. 5. Hvis transistorparene M1-M2 og M3-M4 er nøjagtigt matchede, og input- og outputpotentialerne er omtrent ens, så i princippet er der ingen statisk fejl, indgangs- og udgangsstrømmen er ens, fordi der ikke er nogen lavfrekvent eller jævnstrøm i porten til en MOSFET. Der er dog altid uoverensstemmelser mellem transistorer forårsaget af tilfældig litografisk variation i enhedens geometri og af variationer i tærskelspænding mellem enheder.

For MOSFET'er med lange kanaler, der fungerer i mætning ved fast afløbsspænding , er afløbsstrømmen proportional med enhedsstørrelser og størrelsen af ​​forskellen mellem gate-kilde spænding og enhedens tærskelspænding som ${\ displaystyle \ scriptstyle V_ {DS}}$

${\ displaystyle i_ {D} \ propto {\ frac {W} {L}} \ left (v_ {GS} -V_ {TH} \ right) ^ {2}}$ ... (8)

hvor er enhedens bredde, er dens længde og enhedens tærskelspænding. Tilfældige litografiske variationer reflekteres som forskellige værdier af forholdet mellem hver transistor. Tilsvarende vises tærskelvariationer som små forskelle i værdien for hver transistor. Lad og . Spejlkredsløbet i fig. 5 tvinger afløbsstrømmen for M1 til at svare til indgangsstrømmen, og udgangskonfigurationen sikrer, at udgangsstrømmen er lig med afløbsstrømmen for M2. Udvidelse af ligning (8) i en to-variabel Taylor-serie omkring og afkortning efter det første lineære udtryk fører til et udtryk for uoverensstemmelsen mellem drænstrømme for M1 og M2 som: ${\ displaystyle \ scriptstyle W}$${\ displaystyle \ scriptstyle L}$${\ displaystyle \ scriptstyle V_ {TH}}$${\ displaystyle \ scriptstyle {\ frac {W} {L}}}$${\ displaystyle \ scriptstyle V_ {TH}}$${\ displaystyle \ scriptstyle \ Delta {\ frac {W} {L}} ~ \ equiv ~ {\ frac {W_ {2}} {L_ {2}}} \, - \, {\ frac {W_ {1} } {L_ {1}}}}$${\ displaystyle \ scriptstyle \ Delta V_ {TH} ~ = ~ V_ {TH2} \, - \, V_ {TH1}}$${\ displaystyle \ scriptstyle i_ {D1}}$

${\ displaystyle i _ {\ text {in}} \, - \, i _ {\ text {out}} ~ = ~ \ left ({\ frac {2 \, \ Delta V_ {TH}} {V_ {GS1} \ , - \, V_ {TH1}}} \, - \, {\ frac {\ Delta {\ frac {W} {L}}} {\ frac {W_ {1}} {L_ {1}}}} \ højre) i _ {\ text {in}}}$ ... (9)

Statistikken over variationen i tærskelspænding for matchede par over en wafer er blevet undersøgt grundigt. Standardafvigelsen for tærskelspændingsvariationen afhænger af enhedernes absolutte størrelse, fremstillingsprocessens minimale egenskabsstørrelse og kropsspændingen og er typisk 1 til 3 millivolt. For at holde bidraget fra tærskelspændingsudtrykket i ligning (9) til en procent eller mindre kræver det derfor at forspænde transistorer med gate-kilde spænding, der overskrider tærsklen med flere tiendedele volt. Dette har den subsidiære virkning af at sænke spejltransistorernes bidrag til udgangsstrømmen, fordi afløbsstrømstøjdensiteten i en MOSFET er proportional med transkonduktansen og derfor omvendt proportional med . ${\ displaystyle \ scriptstyle V_ {GS} \, - \, V_ {TH}}$

Tilsvarende kræves omhyggelig layout for at minimere effekten af ​​det andet, geometriske udtryk i (9), der er proportionalt med . En mulighed er at opdele transistorer M1 og M2 i flere enheder parallelt, der er arrangeret i et fælles-centreret eller interdigiteret layout med eller uden dummy-beskyttelsesstrukturer på omkredsen. ${\ displaystyle \ scriptstyle \ Delta {\ frac {W} {L}}}$

Udgangsimpedansen for MOSFET Wilsons aktuelle spejl kan beregnes på samme måde som for den bipolare version. Hvis der ikke er nogen kropseffekt i M4, gives den lave frekvensudgangsimpedans af . For at M4 ikke har et kropskildepotentiale, skal det implementeres i en separat kropsbrønd. Imidlertid er den mere almindelige praksis, at alle fire transistorer deler en fælles kropsforbindelse. Afløbet af M2 er en relativt lav impedansknude, og dette begrænser kropseffekten. Udgangsimpedansen er i så fald: ${\ displaystyle \ scriptstyle z_ {O} ~ \ approx ~ \ left (1 \, + \, g_ {m4} r_ {O1} \ right) r_ {O4}}$

${\ displaystyle z_ {O} \ approx \ left (2 + g_ {m4} r_ {O1} \ right) r_ {O4}}$ ... (10)

Som i tilfældet med den bipolære transistorversion af dette kredsløb, er udgangsimpedansen meget større, end det ville være for det almindelige to-transistor nuværende spejl. Da det ville være det samme som standardspejlets outputimpedans, er forholdet mellem de to , hvilket ofte er ret stort. ${\ displaystyle \ scriptstyle r_ {O4}}$${\ displaystyle \ scriptstyle 2 \, + \, g_ {m4} r_ {O1}}$

Den primære begrænsning for brugen af ​​Wilson-strømspejlet i MOS-kredsløb er de høje minimumsspændinger mellem jordforbindelsen i fig. 5 og indgangs- og udgangsknuderne, der kræves for korrekt drift af alle transistorer i mætning. Spændingsforskellen mellem inputknudepunktet og jorden er . Tærskelspændingen for MOS-enheder er normalt mellem 0,4 og 1,0 volt uden kropseffekt afhængigt af produktionsteknologien. Fordi skal overskride tærskelspændingen med et par tiendedele af en volt for at have tilfredsstillende indgangs-udgangsstrømtilpasning, er den samlede indgang til jordpotentiale sammenlignelig med 2,0 volt. Denne forskel øges, når transistorer deler en fælles kropsterminal, og kropseffekten i M4 hæver sin tærskelspænding. På spejlets udgangsside er den mindste spænding til jord . Denne spænding er sandsynligvis væsentligt større end 1,0 volt. Begge potentielle forskelle efterlader utilstrækkelig plads til kredsløbet, der leverer indgangsstrømmen og bruger udgangsstrømmen, medmindre strømforsyningsspændingen er højere end 3 volt. Mange moderne integrerede kredsløb er designet til at bruge lavspændingsforsyninger til at imødekomme begrænsningerne ved kortkanaltransistorer, for at imødekomme behovet for batteridrevne enheder og for at have en høj effektivitet generelt. Resultatet er, at nye designs har en tendens til at bruge en variant af en bred sving cascode nuværende spejlkonfiguration . I tilfælde af ekstremt lave strømforsyningsspændinger på en volt eller mindre kan brugen af ​​aktuelle spejle helt opgives. ${\ displaystyle \ scriptstyle v_ {GS1} + v_ {GS4}}$${\ displaystyle \ scriptstyle v_ {GS}}$${\ displaystyle \ scriptstyle v_ {GS2} + v_ {GS4} -V_ {TH4}}$

Se også

• Widlar nuværende kilde

Referencer

Yderligere læsning

• Gray, Paul R.; Hurst, Paul J .; Lewis, Stephen H .; Meyer, Robert G. (2001), Analyse og design af analoge integrerede kredsløb (4. udgave), John Wiley, ISBN   978-0-47132168-2
• Hvordan Wilson nuværende spejl udligner strømmen? på Wikibooks
• Hvordan Wilson nuværende spejl holder strømmen? på Wikibooks